逆變器畢業(yè)設計(含外文翻譯）

1、<p><b>　　摘要</b></p><p>　　近年來，一些清潔高效的能源，如太陽能，風能，地熱，核能等得到了較為廣泛的應用和關注，其發(fā)電系統(tǒng)產生的是直流電流和電壓，而許多負載都使用交流電，因此需要通過逆變器把直流電變成交流電。隨著這些新能源發(fā)電系統(tǒng)的日益推廣，逆變器的使用也越來越多。如何獲得高質量的電流成為研究的焦點。 </p><p>　　由于對高

2、頻諧波的抑制效果明顯好于L型濾波器，因此LCL濾波器在并網逆變器中應用越來越廣泛，與傳統(tǒng)的L濾波器相比，LCL濾波器可以降低電感量，提高系統(tǒng)動態(tài)性能，降低成本，在中大功率應用場合，其優(yōu)勢更為明顯。</p><p>　　文章首先對PWM 逆變器的工作原理做了詳細的介紹，并對基于LCL的濾波器，在ABC 靜止坐標系，αβ靜止坐標系和dq 旋轉坐標系中建立了數學模型。</p><p>　　其次，

3、文章討論了LCL 濾波器的參數設計方法，給出了系統(tǒng)LCL 濾波器參數的設計步驟。</p><p>　　最后，在詳細闡述各元件的取值原則與計算步驟的基礎上，給出了設計實例，并對所設計的逆變器進行了仿真驗證，結果表明，根據該方案設計的控制器參數能夠使三相并網逆變器安全、可靠運行且具有較快的動態(tài)響應速度。</p><p>　　關鍵詞：并網逆變器 LCL濾波器 有源阻尼 無源阻尼，雙閉環(huán)控制

4、</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　In recent years, clean and efficient energy sources, such as solar energy, wind energy, geothermal energy, nuclear energy has been widely used and

5、has gained widespread attention .The power system produce the DC current and voltage, and many are using the AC load, it need inverter into alternating current to direct current. With the increasing promotion of photovo

6、ltaic power generation systems, the use of inverters is more and more. How to get a high quality of the current becomes the focus of </p><p>　　Because of the inhibitory effect of high frequency harmonics is

7、better than L-type filter, the LCL filter grid inverter is widely applied, compared with the traditional L-filter, LCL filter can reduce the inductance improve the system dynamic performance, reduce costs, in the high-po

8、wer applications, its advantages more apparent.</p><p>　　This paper analyzes the high frequency PWM inverter principle, and then presents a three-phase ABC coordinates and dq coordinate system on the mathema

9、tical model of LCL-filter configuration. </p><p>　　Secondly, the article discusses the LCL filter design parameters; parameters of the system are given LCL filter design steps. </p><p>　　Finally

10、, each component in detail the principles and calculation steps of the value based on the design example is given, and the design of the LCL filter simulation results show that, according to the design of the controller

11、parameters can make three-phase inverter with safe, reliable operation and has a fast dynamic response speed.</p><p>　　Key words: Grid-connected inverter，LCL filter，Active damping, passive damping，Double clo

12、sed loop control</p><p><b>　　目錄</b></p><p>　　摘要......................................................................I</p><p>　　Abstract...............................

13、..................................II</p><p>　　目錄....................................................................III</p><p>　　1. 緒論..........................................................

14、.........1</p><p>　　1.1微電網的提出和發(fā)展1</p><p>　　1.1.1微電網提出的背景和研究意義1</p><p>　　1.1.2微電網的定義1</p><p>　　1.1.3國內外應用研究現狀2</p><p>　　1.2 逆變器的研究現狀2</p><p&

15、gt;　　1.2.1三相電壓型PWM逆變器的產生背景2</p><p>　　1.2.2 PWM逆變器的研究現狀3</p><p>　　1.2.3基于LCL濾波的PWM逆變器的研究現狀4</p><p>　　2. PWM逆變器的原理及數學模型.............................................6</p>&l

16、t;p>　　2.1并網逆變器的分類及拓撲結構6</p><p>　　2.1.1逆變器的作用6</p><p>　　2.1.2逆變器的分類7</p><p>　　2.1.3并網逆變器的拓撲結構7</p><p>　　2.2 逆變器的工作原理9</p><p>　　2.3 基于LCL濾波器的PWM逆變器數學

17、模型11</p><p>　　2.4 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理16</p><p>　　2.5 逆變器的SPWM調制方式分析17</p><p>　　3. LCL濾波器和控制系統(tǒng)的設計............................................20</p><p>　　3.1 LCL濾波器的參數設計20<

18、/p><p>　　3.1.1 L，LC，LCL濾波器的比較20</p><p>　　3.1.2 LCL濾波器的選定21</p><p>　　3.1.3 LCL濾波器數學模型及波特圖分析21</p><p>　　3.1.4 LCL濾波器的諧振抑制方法24</p><p>　　3.1.5 濾波器參數變化對濾波性能的影

19、響24</p><p>　　3.1.6 濾波器參數設計的約束條件25</p><p>　　3.1.7 濾波器參數的設計步驟26</p><p>　　3.2并網逆變器控制方案的確定26</p><p>　　3.2.1 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設計27</p><p>　　3.2.2 基于雙環(huán)控制網側電感

20、電流外環(huán)控制器的設計....................29</p><p>　　3.2.3 基于雙環(huán)控制電容電流內環(huán)控制器的設計29</p><p>　　4. 系統(tǒng)參數設計及仿真驗證................................................30</p><p>　　4.1 系統(tǒng)參數設計30</p>&l

21、t;p>　　4.2 有源阻尼雙閉環(huán)控制仿真分析........................................32</p><p>　　4.3 無源阻尼單環(huán)控制仿真分析.......。..................................37</p><p>　　結論...........................................

22、..........................42</p><p>　　參考文獻.................................................................43</p><p>　　致謝.....................................................................44

23、</p><p>　　附錄 英文翻譯...........................................................45</p><p>　　1. 英文文獻原文45</p><p>　　2. 英文文獻翻譯65</p><p><b>　　1. 緒論</b></p&

24、gt;<p>　　1.1微電網的提出和發(fā)展</p><p>　　1.11微電網提出的背景和研究意義</p><p>　　隨著國民經濟的發(fā)展，電力需求迅速增長，電力部門大多把投資集中在火電，水電以及核電等大型集中電源和超高壓遠距離輸電網的建設上，但是，隨著電網規(guī)模的不斷擴大，超大規(guī)模電力系統(tǒng)的弊端也日益凸現，成本高，運行難度大，難以適應用戶越來越高的安全和可靠要求以及多樣化的供

25、電需求。尤其在世界范圍內發(fā)生幾次大面積的停電事故后，電網的脆弱性充分暴露了出來，這不得不引發(fā)人們思考和憂慮，一味地擴大電網規(guī)模顯然不能滿足未來電力系統(tǒng)發(fā)展的要求。因此，分布式電源由于污染少，可靠性高，能源利用效率高，安裝地點靈活等多方面的優(yōu)點，有效的解決了大型集中電網的許多潛在的問題。</p><p>　　分布式發(fā)電一般指電能在靠近用戶的地方生產并直接為用戶供電的方式，由于其投資少，見效快，位置靈活，污染小，安裝

26、方便，且在邊遠地區(qū)，大電網覆蓋不到的區(qū)域，分布式發(fā)電的獨立運行，解決了邊遠地區(qū)的供電問題，含有分布式電源的微電網可以在公共電網發(fā)生事故停電時進行區(qū)域型供電，能夠使全部或部分微電網內的重要用戶進行不間斷供電。但是分布式電源也尤其自身的弊端，如并網時單機接入成本高，并網時控制困難，且分布式發(fā)電系統(tǒng)比較分散，不適合大電網的集中式的輸配電方式，分布式發(fā)電設備的接入電網與否不受大電網控制，相對大電網來說，是一個具有隨意性的不可控電源。因此，在分布

27、式發(fā)電接入和切出電網過程中，都會對電網產生注入電壓閃變，電壓波動，頻率偏移等負面影響，所以電力系統(tǒng)經常采用隔離限制的方式對分布式發(fā)電的并網運行。由多個分布式發(fā)電系統(tǒng)和負載共同組成的微電網和好的解決了這一問題，由于它可以作為大電網的一個整體負載，對大電網沖擊和影響較小，本身又可以獨立運行，因此得到越來越多的關注和應用，這種大電網與新型的分布式發(fā)電系統(tǒng)組成的微電網的結合控制，成為當今電力行業(yè)主要的研究方向。</p><p

28、>　　1.12微電網的定義[1]</p><p>　　微電網從系統(tǒng)觀點看，是將發(fā)電機、負荷、儲能裝置及控制裝置等結合，形成一個對大電網來說單一可控的單元，同時向用戶供給能量，微電網中的電源多為微電源（分布式電源），即含有電力電子接口的小型機組，包括微型燃氣輪機、燃料電池、光伏電池以及超級電容、飛輪、蓄電池等儲能裝置。它們接在用戶側，具有低成本，低電壓，低污染的特點。如圖1-1</p><

29、p>　　1.13國內外應用研究現狀</p><p>　　近年來微電網的研究不僅在理論方面取得較大的進展，另一方面，國際上眾多示范工程及實驗系統(tǒng)也相繼建立起來，為微電網應用的研究奠定了基礎：美國，CERTS的微電網項目已在俄亥俄州的Dolan技術中心進行了物理裝置的測試。歐洲，希臘，德國等地已有微電網示范項目處于運行階段。日本、英國等發(fā)達國家也開展了適合本國國情的微電網研究計劃。如日本的微電網應用研究主要在其

30、發(fā)展較成熟的光伏設施基礎上，走以家庭光伏并網發(fā)電、商業(yè)中心區(qū)燃料電池電站配合儲能為特色的微電網建設路線。國內關于微電網的研究也取得的長足的發(fā)展。部分高校、科研院所及電力企業(yè)，如天津大學，合肥工業(yè)大學，杭州電子科技大學、中科院電工所、中國電科院等，各自建立了相應的微網示范項目或實驗室，研究電網的控制、運行及對主網安全穩(wěn)定運行的影響。實際工程方面，由于牽涉到電網的正常運營，因此必須由電網公司主導進行，如國家電網公司建設的河南財專微電網示范工

31、程，作為國內第一個正式運行的微電網試點項目，取得了良好的運行業(yè)績和社會效益。</p><p>　　可以看出，當前國內微電網應用研究的特點是涉研單位較廣，但尚無某個機構擁有完整的集實驗、仿真、檢測等功能于一體的微電網應用研究平臺。因此，就微電網應用研究而言，我國目前在國際上的知名度和影響力還較為有限，另一方面也表明國家電監(jiān)會及各電網公司等部門的政策支持下，國內相關單位在此領域還大有可為。</p>&l

32、t;p>　　1.2 逆變器的研究現狀</p><p>　　1.2.1 三相PWM電壓型逆變器的產生背景[2]</p><p>　　隨著世界能源短缺和環(huán)境污染問題的日益嚴重，能源和環(huán)境成為21世紀人類所面臨的重大基本問題，清潔、可再生能源的發(fā)展和應用越來越受到世界各國的廣泛關注。近些年來，太陽能光伏(Photovoltaic，PV)發(fā)電技術，風力發(fā)電技術得到了持續(xù)的發(fā)展。尤其隨著經濟

33、的高速發(fā)展，我國很多地區(qū)的用電缺乏非常嚴重，一些城市不得不實行分時分區(qū)域供電。發(fā)展新能源，充分利用綠色能源，對我國的經濟持續(xù)發(fā)展有著極其重要的意義。</p><p>　　現代社會對能源需求不斷增加，煤炭、石油、天然氣等一次性能源卻不斷減少，而且其使用又會對環(huán)境產生很大危害，為了緩解能源危機，避免環(huán)境的進一步惡化，對風能、太陽能等新能源的開發(fā)利用顯得尤為重要，可再生能源的使用兼具環(huán)保性和持續(xù)利用性，但是也存在著缺陷

34、和難點。</p><p>　　鑒于我國太陽能、風力資源豐富，可以說是取之不盡、用之不竭，這為我國發(fā)展清潔能源事業(yè)提供了很好的機遇。而在這些清潔能源利用過程中，并網逆變器是關鍵。人們一直在電力電子技術的發(fā)展中探索一條“綠色”之路，對逆變裝置而言，“綠色”的內涵包括電網無諧波，單位功率因數，以及功率控制系統(tǒng)的高性能，高穩(wěn)定性，高效率等傳統(tǒng)逆變裝置所不具備的優(yōu)越性能。在所有的變換器中，PWM變換器由于其產生諧波損耗小，

35、對通信設備干擾小，整機效率高，而牢牢占據了主流產品的市場。</p><p>　　PWM變換器可以實現電網交流側電流正弦化，且運行于單位功率因數或者功率因數可調，諧波含量很小，被稱之為“綠色電能變換”。PWM變換器能達到“綠色”逆變器的目的，已經受到國內外學者普遍的重視，成為研究的熱點。</p><p>　　1.2.2 PWM逆變器的研究現狀</p><p>　　光伏

36、、風力等并網發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列、風機和并網逆變器等組成，在可調度式系統(tǒng)中，還會配備蓄電池作為儲能設備。其結構示意圖如圖(1-2)所示。由圖可見，并網發(fā)電系統(tǒng)通過配合容量適合的逆變器連接到公共電網上，在白天日照充足情況下，除了提供本地負載，多余電力可以提供給公共電網：夜間或陰天情況，本地負載則直接從電網獲取所需電能。</p><p>　　圖1-2并網發(fā)電系統(tǒng)結構示意圖</p><p>　

37、　PWM控制技術的應用與發(fā)展為逆變器性能的改進提供了變革性的思路和手段，結合了PWM控制技術的新型逆變器稱為PWM逆變器。將PWM控制技術應用于逆變器始于20世紀70年代末，但由于當時諧波問題不突出，加上受電力電子器件發(fā)展水平的制約，PWM逆變器沒有引起充分的重視。進入80年代后，由于自關斷器件的日趨成熟及應用，推動了PWM技術的應用與研究。</p><p>　　隨著PWM控制技術的發(fā)展，如空間矢量PWM，滯環(huán)電

38、流PWM控制等方案的提出，以及現代控制理論和智能控制技術的發(fā)展和應用，PWM逆變器的性能得到了不斷提高，功能也不斷擴展，PWM逆變器網側獨特的受控電流源特性，使得PWM逆變器作為核心設備被廣泛應用于各類電力電子應用系統(tǒng)中，經過國內外專家學者多年的研究，PWM逆變器在電路拓撲結構，數學模型，控制方法，電網電壓不平衡，系統(tǒng)特性等方面取得了豐碩的研究成果。PWM逆變器經過30多年的探索和研究，取得了很大的進展，其主電路從早期的半控型器件橋路發(fā)

39、展到如今的全控型器件橋路；其拓撲結構從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓撲電路；PWM開關控制由單純的硬開關調制發(fā)展到軟開關調制；功率等級也從千瓦級發(fā)展到兆瓦級，隨著PWM逆變器技術的發(fā)展，已經設計出多種PWM逆變器，并可分類如下：</p><p>　　一、按照電網相數分類：單相電路，三相電路，多相電路；</p><p>　　二、按照PWM開關調制分類：硬開關調制，軟開關調制；<

40、/p><p>　　三、按照橋路結構分類：半橋結構，全橋結構；</p><p>　　四、按照調制電平分類：二電平，三電平電路，多電平電路；</p><p>　　對于不同功率等級以及不同的用途，人們研究了各種不同的PWM逆變器拓撲結構。在小功率應用場合，PWM逆變器拓撲結構的研究主要集中在減少功率開關損耗。對于中等功率場合，多采用六個功率開關器件構成的PWM逆變器，包括三相

41、電壓型PWM逆變器和三相電流型PWM逆變器，這是本章介紹的重點。對于大功率PWM逆變器，其拓撲結構的研究主要集中在多電平拓撲結構和軟開關技術上。多電平拓撲結構的PWM逆變器主要應用于高壓大容量場合。此外，由于軟開關技術(ZVS、ZCS)在減小開關損耗、抑制電磁干擾、降低噪聲等方面具有顯著的優(yōu)勢，近年來在電壓型PWM逆變器設計上受到了廣泛的重視，并得以迅速發(fā)展。而電流型PWM逆變器的軟開關技術研究相對較少，有待進一步研究。</p&g

42、t;<p>　　根據直流儲能元件的不同，PWM逆變器又分為電壓型PWM逆變器和電流型PWM逆變器。電壓型、電流型PWM逆變器，無論是在主電路結構、PWM信號發(fā)生以及控制策略等方面均有各自的特點，并且兩者間存在電路上的對偶性。其他分類方法就主電路拓撲結構而言，均可歸類于電流型或電壓型PWM逆變器之列。</p><p><b>　　電壓型逆變器：</b></p>&l

43、t;p>　　以單相電壓源逆變器為例，其主電路結構如圖(1-3)所示。</p><p>　　電壓型逆變器一般需要在直流側接有平波電容，根據器件的開關動作，輸出一連串的方波電壓，方波的幅值嵌位在直流電壓上逆變器是個電壓源。該逆變器以對角線T1和T4，對角線T2和T3構成兩組聯(lián)動開關，兩組開關交替開通，其結果是在負載端輸出分別為正和負的方波電壓。具體器件的開關順序選擇，根據控制目的的不同也存在多種控制方式，如方波

44、逆變控制，正弦波PWM逆變控制等。</p><p>　　圖1-3 單相逆變器原理圖</p><p>　　1.2.3 基于LCL濾波的PWM逆變器的研究現狀 </p><p>　　由于三相電壓型PWM逆變器有許多優(yōu)點，如能量可以雙向流動，直流側電壓波動小，功率因數可控，網側輸入電流接近正弦等，因此應用廣泛。特別是近年來，隨著風力發(fā)電的快速發(fā)展，交流勵磁雙饋發(fā)電機變

45、速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)得到了廣泛的關注和深入的研究。雙饋發(fā)電機轉子與電網之間具有一個“背靠背”的雙向變流器，用來實現對發(fā)電機的交流勵磁和能量對電網的回饋。三相電壓型PWM整流器拓撲結構成為交流勵磁雙饋發(fā)電機變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)中變流器的首選。但是，三相PWM整流器的功率開關器件的開關頻率一般為2～15kHz，會產生對電網干擾的高次諧波，主要在開關頻率或開關頻率整數倍附近。該諧波進入電網后會影響電網上對電磁干擾敏感的負載，也會產生損耗。通常為

46、了減小開關頻率及其整數倍附近的高次諧波，一般采用電感進行濾波。通過加大網側濾波電感的值，可以減小諧波。但是，當整流器的功率比較大時，交流側電抗器損耗增大。此外，電抗器的體積和重量很大，造價也比較高。這對三相PWM整流器在大功率領域中的應用產生了不利影響。1995年，M.Lindgren和J.Svensson首先提出了用一個三LCL 濾波器代替原有的單電感濾波器，來解決上述</p><p>　　由于LCL 濾波器的

47、濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復雜，并且在某些高次諧波電流下，LCL 濾波器的總阻抗接近零，將導致諧振效應，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。因此LCL 濾波的PWM整流器應用的關鍵技術之一就是諧振抑制問題。一般采用在已有控制策略的基礎上增加阻尼作用來解決這個問題。阻尼方法分為兩種：一種叫做“無源阻尼法”，它是通過在電容上串聯(lián)電阻來使系統(tǒng)穩(wěn)定，這種方法穩(wěn)定可靠，在工業(yè)中被廣泛應用，但是加入的電阻會增加系統(tǒng)的損耗。無

48、源阻尼法可用于任何成熟的控制策略，最常見的是基于無源阻尼的無差拍控制；另一種方法叫做“有源阻尼法”，它是通過修正控制算法使系統(tǒng)達到穩(wěn)定，消除共振作用，該方法通過增加控制的復雜性避免無源阻尼的損耗問題。關于有源阻尼的研究已成為熱點，因為可減小損耗，節(jié)約能源。常見的有超前網絡法，虛擬電阻法，基于遺傳算法的有源阻尼法。目前對于有源阻尼法的研究大多基于矢量控制和直接功率控制策略?；贚CL 濾波器的PWM 整流器控制策略的另一個研究熱點就是不平

49、衡控制，現有的不平衡控制策略有改進的正負序電流獨立控制策略和三閉環(huán)控制策略等。</p><p>　　目前基于LCL 濾波器的PWM整流器的較為新穎的控制策略有基于無源阻尼的直接電流控制策略、直接功率控制策略、無差拍控制策略和三閉環(huán)控制策略【3】。</p><p>　　(1)基于無源阻尼的直接電流控制策略 </p><p>　　直接電流控制通過電流反饋閉環(huán)控制直接

50、調節(jié)電流，具有動態(tài)響應快、受系統(tǒng)參數影響小等特點，是目前常用的電流控制方案，然而無論采用P、PI還是PID調節(jié)均無法使系統(tǒng)穩(wěn)定，并網逆變器LCL接口直接輸出電流控制穩(wěn)定性問題簡單直接的解決方案是LCL串聯(lián)電阻形成無源阻尼PD衰減諧振峰值，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。</p><p>　　（2）基于有源阻尼的直接功率控制策略</p><p>　　由于動態(tài)響應快、原理簡單，近年來直接功率控制

51、已被越來越多地應用于PWM整流器的控制。但是傳統(tǒng)的直接功率控制策略沒有電流內環(huán)，不能采用已有的有源阻尼方法。2005年，L.A.Serpa，J.W.Kolar，S.Ponnaluri和P.M.Barbosa 提出了基于LCL濾波器的PWM 整流器的直接功率控制策略。該方法設計了基于直接功率控制的有源阻尼方法來抑制LCL濾波器的諧振。這是一種基于虛擬磁鏈的直接功率控制。通過檢測交流側電流和直流側電壓來估算系統(tǒng)的虛擬磁鏈，從而算出系統(tǒng)的有功

52、、無功功率，然后與給定值進行比較，偏差值送入開關狀態(tài)選擇表，產生控制脈沖。這種控制策略采用直接功率有源阻尼法，傳統(tǒng)的有源阻尼方法是給出電壓或電流的參考值，但是由于直接功率控制沒有電流控制環(huán)，所以文獻將其轉化為功率參考值。將有功、無功功率減去阻尼分量后就可以避免諧振問題。直接功率控制是近年來產生的一種新的控制方法，方法的優(yōu)點就是采用靜止αβ坐標系進行控制計算，無需復雜的坐標變換和解耦控制，直接對系統(tǒng)的無功功率進行控制，結構和算法簡單；避免

53、了PWM 算法，采用查表技術，動態(tài)響應快；采用虛擬磁鏈定向，省去了電網電壓傳</p><p>　?。?）基于無源阻尼的無差拍控制策略</p><p>　　為了便于矢量控制的數字化實現，1998 年，Michael Lindgren 和Jan Svensson 提出了基于LCL 濾波器的斬波器的無差拍控制。這是最早的基于LCL 濾波器的控制策略。2004，Emilio.J.Bueno，Fel

54、ipe Espinosa 等人提出了改進的矢量無差拍控制策略。該控制策略只需要一組電流傳感器和一組電壓傳感器，其他的量可以由狀態(tài)觀測器獲得，系統(tǒng)的擾動可以用無源阻尼來衰減。改進的無差拍控制策略通過反饋電容電壓將其引入到控制策略中，使控制效果更好。電壓外環(huán)采用常規(guī)PI調節(jié)器進行控制，電流內環(huán)采用上述無差拍算法來跟蹤給定電流。其優(yōu)點是，減少了傳感器的數量，只需要檢測網側電壓和電流，其余量由狀態(tài)估計器算出。無差拍控制方法與傳統(tǒng)的SVPWM 整

55、流器相比，脈沖寬度根據整流器當前的電路狀態(tài)實時確定，因而具有更優(yōu)越的動態(tài)性能。</p><p>　?。?）基于三閉環(huán)的電網不平衡控制策略</p><p>　　在實際系統(tǒng)中，三相電網電壓不可能完全對稱。不平衡的電網電壓會引起低頻電流諧波，因此不平衡控制策略的研究也有重大的意義。2005年，Fainan.A.Magueed 和Jan Svensson 提出了改進的正負序電流獨立控制策略，這種控

56、制策略的原理跟基于L濾波器的原理相似。另一種較為新穎的不平衡控制策略是2003 年Erika Twining 和Donald Grahame Holmes 提出的三閉環(huán)控制策略。這也是首次針對不平衡電網電壓提出的控制策略。其中，電壓外環(huán)用來控制直流側電壓。電流控制采用雙內環(huán)的控制結構，第一內環(huán)是網側電流內環(huán)，第二內環(huán)是電容電流內環(huán)。電壓調節(jié)器的輸出作為網側電流有功分量的給定，dq 坐標系中網側電流調節(jié)器輸出經坐標變換后作為三相電容電流的

57、給定，三相電容電流的反饋值由網側電流與整流器交流側電流合成。最后，電容電流給定和反饋的偏差經過三個比例調節(jié)器作SVPWM 的電壓控制信號。坐標變換所需的旋轉角度θ由三相電網電壓獲得。在矢量控制的基礎上引入了電容電流內環(huán)提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。除直流側電壓傳感器外，該方法需要兩組電流傳感器和一組電壓傳感器，傳感器數量多是其缺點。但實</p><p>　　基于LCL 濾波器的三相PWM 逆變器的控制策略的研究現狀分析可知，

58、無差拍控制是研究較早的控制策略，控制策略的離散化便于數字化實現，但是無差拍控制需要的傳感器較多，所以無傳感器的研究成為研究重點。三閉環(huán)的控制策略是專門針對LCL 濾波器提出的，這種控制策略對不平衡電網電壓有較強的魯棒性，但是其原理復雜，控制器較難設計；直接功率控制是近年來較為新穎的一種控制策略，它是從常規(guī)三相電壓源型PWM逆變器的控制中延伸而來，控制原理和結構簡單，采用查表技術，也便于數字實現，但其開關頻率不固定給濾波器參數選擇帶來一定

59、困難。今后基于LCL 濾波器的PWM 整流器無傳感器控制、電網電壓不平衡控制和便于數字實現的控制將會成為研究的重點。</p><p>　　2. PWM逆變器的原理及數學模型</p><p>　　2.1并網逆變器的分類及拓撲結構 </p><p>　　2.1.1逆變器的作用 </p><p>　　簡單地說，逆變器就是一種將低

60、壓(12或24伏或48伏)直流電轉變?yōu)?20伏交流電的電子設備。因為我們通常是將220伏交流電整流變成直流電來使用，而逆變器的作用與此相反，因此而得名。我們處在一個“移動”的時代，移動辦公，移動通訊，移動休閑和娛樂。在移動的狀態(tài)中，人們不但需要由電池或電瓶供給的低壓直流電，同時更需要我們在日常環(huán)境中不可或缺的220伏交流電，逆變器就可以滿足我們的這種需求。</p><p>　　2.1.2逆變器的分類</p&

61、gt;<p>　　逆變器的種類很多，可按照不同的方法進行分類。    </p><p>　　按逆變器輸出交流電能的頻率分，可分為工頻逆變器、中頻逆器和高頻逆變器。工頻逆變器的頻率為50～60Hz的逆變器；中頻逆變器的頻率一般為40Hz到十幾kHz；高頻逆變器的頻率一般為十幾kHz到MHz。     </p

62、><p>　　2、按逆變器輸出的相數分，可分為單相逆變器、三相逆變器和多相逆變器。    </p><p>　　3、按照逆變器輸出電能的去向分，可分為有源逆變器和無源逆變器。凡將逆變器輸出的電能向工業(yè)電網輸送的逆變器，稱為有源逆變器；凡將逆變器輸出的電能輸向某種用電負載的逆變器稱為無源逆變器。   </p>&

63、lt;p>　　4、按逆變器主電路的形式分，可分為單端式逆變器，推挽式逆變器、半橋式逆變器和全橋式逆變器。    </p><p>　　5、按逆變器主開關器件的類型分，可分為晶閘管逆變器、晶體管逆變器、場效應逆變器和絕緣柵雙極晶體管（IGBT）逆變器等。又可將其歸納為“半控型”逆變器和“全控制”逆變器兩大類。前者，不具備自關斷能力，元器件在導通后即失去控制作用，故稱之為

64、“半控型”普通晶閘管即屬于這一類；后者，則具有自關斷能力，即無器件的導通和關斷均可由控制極加以控制，故稱之為“全控型”，電力場效應晶體管和絕緣柵雙權晶體管（IGBT）等均屬于這一類。    </p><p>　　6、按直流電源分，可分為電壓源型逆變器（VSI）和電流源型逆變器（CSI）。前者，直流電壓近于恒定，輸出電壓為交變方波；后者，直流電流近于恒定，輸也電流為交變方波。

65、    </p><p>　　7、按逆變器輸出電壓或電流的波形分，可分為正弦波輸出逆變器和非正弦波輸出逆變器。    </p><p>　　8、按逆變器控制方式分，可分為調頻式（PFM）逆變器和調脈寬式（PWM）逆器。     </p><p

66、>　　9、按逆變器開關電路工作方式分，可分為諧振式逆變器，定頻硬開關式逆變器和定頻軟開關式逆變器。   </p><p>　　10、按逆變器換流方式分，可分為負載換流式逆變器和自換流式逆變器。</p><p>　　2.1.3并網逆變器的拓撲結構</p><p>　　按逆變器拓撲結構分類有組合式、半橋式和全橋式逆變器。這里側重于逆變

67、器拓撲結構的討論,如圖2-1,為組合式逆變器的電路結構。</p><p>　　圖2-1 組合式逆變器</p><p>　　組合式逆變器一般由三個相同的單相低頻環(huán)節(jié)或高頻環(huán)節(jié)逆變器星形聯(lián)結構成,且能夠實現單相和三相四線制供電。由于三個單相逆變器是相互獨立的,因此具有極強的帶不平衡負載能力,并且可以實現各相的獨立控制(只要以某一相為基準,其它兩相分別滯后2/3和超前2/3即可)。該電路的優(yōu)點

68、是控制簡單、易于模塊化、具有N+1個模塊冗余技術,而缺點是元器件數較多、成本高。圖2-2給出了三相半橋式逆變器拓撲結構。這種拓撲結構存在直流側中點電壓偏移問題,需要保證直流側的兩個串聯(lián)電解電容足夠大,才能夠實現兩個電容上平均分擔直流電壓。與三相全橋拓撲結構相比,三相半橋的直流電壓利用率低,并且功率主開關管承受的電壓應力相對較大。三相半橋的也具有較強的帶不平衡負載能力,但這會大大增加系統(tǒng)的體積和重量。</p><p&g

69、t;　　圖2-2 三相半橋逆變器</p><p>　　三相全橋式逆變器的拓撲結構如圖2-3所示,由于其具有電路結構簡單、易于控制和主開關管承受的電壓應力低等優(yōu)點,在并網逆變器中而得到廣泛采用,但是其缺點是其帶不平衡負載的能力較弱。</p><p>　　圖2-3 三相全橋逆變器</p><p>　　2.2 逆變器的工作原理[4]</p><p&

70、gt;　　用三個單相逆變電路可以組合成一個三相逆變電路，但在三相逆變電路中，應用最廣的還是三相橋式逆變電路，采用IGBT作為開關器件的電壓型三相橋式逆變電路如圖2-3所示的直流側通常只有一個電容器件就可以了，但為了分析方便，畫作串聯(lián)的兩個電容器并標出了假想中點，和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180°導通方式，即每個橋臂的導通角為180°，同一相即同一半橋的上下兩個臂交替導電，各

71、相開始導電的角度一次相差120°，這樣，在任一瞬間，將有三個橋臂同時導通，也可能是上面兩個臂下面一個臂同時導通，因為每次換流都是在同一相上下兩個橋臂之間進行的，因此也被稱為縱向換流。</p><p>　　下面來分析電壓型三相橋式逆變電路的工作波形，對于U相來說，當橋臂1導通時，，當橋臂4導通時，， 因此，的波形是幅值為的矩形波。V、W兩相的情況和U相類似，、的波形形狀和相同，只是相位一次相差120&#

72、176;。</p><p>　　負載線電壓可由下式求出</p><p>　?。?-1） </p><p>　　該負載中點N與直流電源假想中點之間的電壓為，則負載各相的相電壓分別為</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　把上面各式相加并整理可求得<

73、/p><p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　設負載為三相對稱負載，則有，故可得</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　的波形為矩形波，但其頻率為頻率的3倍，幅值為其1/3，即為 。</p><p>　　且的波形形狀相同，只是相位

74、一次相差120°。</p><p>　　負載參數已知時，可以由的波形求出U相電流的波形。負載的阻抗角不同，的波形和相位都有所不同，橋臂1和橋臂4之間的換流過程和半橋電路相似，上橋臂1中的從通態(tài)轉換到斷態(tài)時，因負載電感中的電流不能突變，下橋臂4中的先導通續(xù)流，待負載電流降到零，橋臂4中的電流反向時，才開始導通，負載阻抗角越大，導通時間就越長。的上升段即為橋臂1導電的區(qū)間，其中時為導通，的下降段即為橋臂4導

75、電的區(qū)間，其中時為導通。</p><p>　　可知，、的波形和形狀相同，相位一次相差120°。把橋臂1、3、5的電流加起來，就可得到直流側電流的波形，每隔60°脈動一次，而直流側電壓基本是無脈動的，因此逆變器從電網側向直流側傳送的功率是脈動的，且脈動的情況和脈動情況大體相同，這也是電壓型逆變器的一個特點。</p><p>　　下面對三相橋式逆變電路的輸出電壓進行定量分析

76、，把輸出線電壓</p><p>　　展開成傅里葉級數得：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p><b>　　式中，k為自然數</b></p><p>　　輸出線電壓有效值為：</p><p><b>　?。?-6）</b><

77、;/p><p>　　其中基波幅和基波有效值分別為 </p><p><b>　?。?-7）</b></p><p><b>　　（2-8）</b></p><p>　　下面再來對負載相電壓進行分析，把展開成傅里葉級數得：</p><p><b>　　（2-9）&

78、lt;/b></p><p><b>　　式中，k為自然數</b></p><p><b>　　負載相電壓有效值為</b></p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　其中基波幅值和基波有效值分別為</p><p><

79、;b>　?。?-11）</b></p><p><b>　　（2-12）</b></p><p>　　在上述180°導電的方式逆變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開關器件同時導通而引起的直流電源的短路，要采取“先斷后通”的方法，即先給應關斷的器件關斷信號，待其關斷后留一定的時間裕量，然后再給應導通的器件發(fā)出開通信號，即在兩者之間留一個短暫的

80、死區(qū)時間，死區(qū)時間的長短要視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快，所留的死區(qū)時間就可以越短，這一“先斷后通”的方法對于工作在上下橋臂通斷互補方式下的其他電路也是適用的，顯然，前述的單相半橋和全橋逆變電路也必須采取這一方法。</p><p>　　2.3 基于LCL濾波器的PWM逆變器數學模型</p><p>　　LCL 濾波的高頻PWM逆變器拓撲結構如圖2-4 所示。逆變器側是三個電阻為，

81、電感為L 的電抗器，網側是三個電阻為 ，電感為 的電抗器，網側電抗器和逆變器側電抗器之間是三個星型聯(lián)結的電容器。電抗器 L 除濾波外，還具有升壓及能量交換功能， 、 用于濾除高次諧波，滿足電網對電流諧波的要求。</p><p>　　圖2-4 基于LCL 濾波的三相高頻PWM 逆變器拓撲結構</p><p>　　取單相LCL 濾波的PWM 整流器結構進行分析:</p><

82、p>　　圖2-5 LCL 濾波器的單相拓撲結構</p><p>　　可得其在連續(xù)靜止坐標系下的數學模型為：</p><p><b>　　（2-13）</b></p><p><b>　?。?-14）</b></p><p><b>　　（2-15）</b></p&

83、gt;<p>　　式中： ——電網電壓、電容器電壓、整流器側控制電壓</p><p>　　——電網側電流、電容器電流、整流器側電流</p><p>　　由式（2-13），（2-14），（2-15）及前面開關函數的定義，可以推出LCL 濾波的三相PWM 整流器在三相電網電壓對稱情況下的開關數學模型：</p><p><b>　　（2-16）&l

84、t;/b></p><p><b>　　（2-17）</b></p><p>　?。?-18） 式中：C ——整流器直流側電壓、負載電阻及支撐電容<

85、;/p><p>　　根據KCL、KVL 得到三相靜止abc 坐標系下各相方程：</p><p><b>　　a相：</b></p><p><b>　?。?-19）</b></p><p><b>　　b相:</b></p><p><b>　?。?/p>

86、2-20）</b></p><p><b>　　c相:</b></p><p><b>　?。?-21）</b></p><p>　　式中： ——三相電網側交流電壓</p><p>　　——三相濾波電容上的電壓</p><p>　　——整流器交流側的三相電壓<

87、;/p><p>　　——三相電網側交流電流</p><p>　　——整流器交流側的三相電流</p><p>　　經過整理可得采用LCL 濾波器的狀態(tài)方程:</p><p><b>　　（2-22）</b></p><p>　　可以看出，三相LCL 濾波器的狀態(tài)空間方程為9 階的狀態(tài)方程，對這樣一個高階

88、被控系統(tǒng)來說，如果不采用一定的方法進行降階處理的話，則很難設計控制器。因此，對此狀態(tài)方程進行abc→αβ 變換，按照式（2-16），（2-17）的轉換矩陣，可得αβ坐標系下的LCL 濾波器狀態(tài)空間方程為：</p><p><b>　?。?-23）</b></p><p>　　然后進行αβ →dq根據式（2-20），（2-21）的變換矩陣，可得dq坐標系下的LCL濾波器

89、狀態(tài)空間方程為： </p><p><b>　?。?-24）</b></p><p>　　式中:——三相電網電壓的基波角頻率</p><p>　　——三相電網電壓矢量的d，q 軸分量</p><p>　　——三相濾波電容電壓矢量的d，q 軸分量</p><p>　　——整流器交流側電壓矢量的d，q

90、 軸分量</p><p>　　——三相電網電流矢量的d，q 軸分量</p><p>　　——整流器交流側電流矢量的d，q 軸分量</p><p>　　由式（2-24）可以得出圖2.7 所示的LCL 濾波器的結構框圖?？刂频哪康氖墙o出正確的控制矢量,使網側電流與電壓同相位?？梢钥闯?，基于LCL 濾波器的PWM整流器是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)。</p&

91、gt;<p>　　2.4 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理</p><p>　　逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網供電，所以控制器的設計中都要設置鎖相環(huán)節(jié)。 </p><p>　　鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是Phase-Locked Loop,簡稱PLL。其作用是使得電路上的時鐘和某一外部時鐘的相位同步。因鎖相環(huán)可以實現輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤，所以鎖相環(huán)通常用于

92、閉環(huán)跟蹤電路。鎖相環(huán)在工作的過程中，當輸出信號的頻率與輸入信號的頻率相等時，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是鎖相環(huán)名稱的由來。 </p><p>　　在數據采集系統(tǒng)中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術，因為通過鎖相環(huán)，可以使得不同的數據采集板卡共享同一個采樣時鐘。因此，所有板卡上各自的本地80MHz和20MHz時基的相位都是同步的，從而采樣時鐘也是同步的。因為每塊板卡的

93、采樣時鐘都是同步的，所以都能嚴格地在同一時刻進行數據采集。</p><p>　　鎖相環(huán)的基本結構： </p><p>　　鎖相環(huán)路是一個相位反饋自動控制系統(tǒng)。它由以下三個基本部件組成：鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LPF）和壓控振蕩器（VCO）。其組成方框圖如下所示。</p><p>　　圖2-6 鎖相圖的基本方框圖</p><p>　　鎖相環(huán)

94、的工作原理： </p><p>　　1. 壓控振蕩器的輸出經過采集并分頻； </p><p>　　2. 和基準信號同時輸入鑒相器； </p><p>　　3. 鑒相器通過比較上述兩個信號的頻率差，然后輸出一個直流脈沖電壓； </p><p>　　4. 控制VCO，使它的頻率改變； </p><p>　　5. 這樣經過一

95、個很短的時間，VCO 的輸出就會穩(wěn)定于某一期望值。 </p><p>　　鎖相環(huán)可用來實現輸出和輸入兩個信號之間的相位同步。當沒有基準（參考）輸入信號時，環(huán)路濾波器的輸出為零（或為某一固定值）。這時，壓控振蕩器按其固有頻率fv進行自由振蕩。當有頻率為的參考信號輸入時，和同時加到鑒相器進行鑒相。如果和相差不大，鑒相器對和進行鑒相的結果，輸出一個與和的相位差成正比的誤差電壓ud，再經過環(huán)路濾波器濾去中的高頻成分，輸出

96、一個控制電壓,將使壓控振蕩器的頻率（和相位）發(fā)生變化，朝著參考輸入信號的頻率靠攏，最后使=，環(huán)路鎖定。環(huán)路一旦進入鎖定狀態(tài)后，壓控振蕩器的輸出信號與環(huán)路的輸入信號（參考信號）之間只有一個固定的穩(wěn)態(tài)相位差，而沒有頻差存在。這時我們就稱環(huán)路已被鎖定。 </p><p>　　環(huán)路的鎖定狀態(tài)是對輸入信號的頻率和相位不變而言的，若環(huán)路輸入的是頻率和相位不斷變化的信號，而且環(huán)路能使壓控振蕩器的頻率和相位不斷地跟蹤輸入信號的頻

97、率和相位變化，則這時環(huán)路所處的狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。 </p><p>　　鎖相環(huán)路在鎖定后，不僅能使輸出信號頻率與輸入信號頻率嚴格同步，而且還具有頻率跟蹤特性，所以它在電子技術的各個領域中都有著廣泛的應用。</p><p>　　2.5 逆變器的SPWM調制方式分析</p><p>　　SPWM(正弦脈寬調制)是調制波為正弦波，載波為三角波的一種脈寬調制法，這項技術的特

98、點是原理簡單，通用性強，控制和調節(jié)性能好，具有消除諧波、調節(jié)和穩(wěn)定輸出電壓的多種作用，是一種比較好的波形改善法。它的出現為中小型逆變器的發(fā)展起了重要的推動作用。SPWM可分為雙極性SPWM調制，單極性SPWM調制和單極性SPWM倍頻調制三種，半橋逆變電路只能使用雙極性SPWM調制而全橋逆變電路則三種調制方式均用[10]。</p><p>　　雙極性SPWM調制方式的原理如圖2-2所示，圖中調制波，幅值為，頻率。載

99、波為全波三角波，頻率為,幅值為。同時定義調制比為正弦調制波的輔助與三角載波的幅值之比，頻率比為三角載波與正弦調制波的頻率之比。</p><p>　　圖2-7 雙極性SPWM調制原理</p><p>　　由上圖可見，當時，開關管T1、T4 導通而T2、T3截至，橋臂中點間電壓；當時，開關管T1、T4截止而T2、T3導通，橋臂中點間電壓。通過上述過程，就將輸入的直流電壓轉變?yōu)槊}寬按正弦規(guī)律變

100、化的正弦脈沖序列。</p><p>　　下面是單極性SPWM調制方式的原理：</p><p>　　圖2-3為單極性SPWM調制原理圖，這種調制方式使用半波三角波作為載波，當大于零時，載波為正的半波；當小于零時，載波為負的半波。在雙極性調制中，四個開關管都工作在高頻狀態(tài)，而在單極性調制中，一對開關管工作在高頻狀態(tài)，而另一對開關管工作在低頻狀態(tài)。當時，T3一直截止而T4一直導通，此時當時，開關

101、管T1導通而T2截至，橋臂中點間電壓；當時，開關管T1截止而T2導通，橋臂中點間電壓。當時，T3一直導通而T4 一直截止，此時當時，開關管T1導通而T2截至，橋臂中點間電壓；當時，開關管T1截止而T2導通，橋臂中點間電壓。從上述過程中看出，在輸出波形中包含有，0和-三個狀態(tài)，因此這種調制方式也被稱為三態(tài)調制（對應得，雙極性調制也被稱為兩態(tài)調制）</p><p>　　圖2-8 單極性SPWM調制原理</p&g

102、t;<p>　　在前面介紹的兩種SPWM調制方式中，橋臂中點間輸出電壓的頻率與器件的開關頻率相同，而倍頻式SPWM調制則可以在不改變器件開關頻率的條件下使得橋臂中點間輸出電壓的頻率提高一倍，從而可以在不增加開關損耗的情況下將諧波頻率提高一倍，大大減小了輸出濾波器的體積。</p><p>　　倍頻調制方式的調制原理如上圖2-4所示，它包含有兩個基準波、并且有</p><p>　

103、　與載波交截產生、信號而與載波 交截產生、信號。</p><p>　　輸出電壓的正半周實際上是由信號、的與邏輯決定的。</p><p>　　當、為高電平時，有T1、T4 導通而使得，當或有一個為低電平時，則有T2、T4 或者T1、T3導通而使得。由于在正半周內,的高電平區(qū)恒寬于的低電平區(qū)，所以T2、T3沒有同時導通的時刻而使得輸出電壓中只包含和0兩個電平，而在負半周則輸出圖電壓中只包含0和

104、兩個電平，所以這也是一種三態(tài)調制。由于在一個載波周期內有兩次狀態(tài)轉變，所以輸出電壓頻率為器件開關頻率的一倍。</p><p>　　在小功率逆變電路中，從降低電路成本考慮，一般采用半橋逆變主電路和雙極性SPWM調制的方式。而在大功率逆變器中，從減小輸出濾波器體積和提高輸出波形質量方面考慮，一般采用全橋逆變主電路和單極性倍頻的SPWM調制。通過綜合選擇，確定雙極性倍頻SPWM調制為本文所采取的調制方式。</p&

105、gt;<p>　　3． LCL濾波器和控制系統(tǒng)的設計</p><p>　　3.1 LCL濾波器的參數設計</p><p>　　3.1.1 L，LC，LCL濾波器的比較</p><p>　　并網逆變器的輸出濾波器有L,LC,LCL三種形式，分別如圖所示，三種濾波器結構由簡單到復雜，各具有不同的濾波性能。</p><p>　　圖

106、3-1 三種不同形式的并網濾波器</p><p><b>　　1. L濾波器</b></p><p>　　優(yōu)點：結構簡單、控制特性好</p><p>　　缺點：1.諧波衰減率只有-20dB/十倍頻；2.若達到好的濾波效果，則增大電感量，使體積加大，在濾波器上產生較大的壓降，消耗無功增加；3.產生的電壓紋波污染電網。</p><

107、;p><b>　　2. LC濾波器</b></p><p>　　采用LC濾波器時，一般考慮逆變器要在并網與獨立的雙模式下運行。</p><p>　　優(yōu)點：當逆變器并網運行時，可以忽略濾波電容的影響，相當于單L濾波并網，控制器易于設計。在逆變器獨立運行時，電容C的存在可以達到穩(wěn)定電壓的目的。</p><p>　　缺點：在逆變器并網運行時，由

108、于濾波電容C的存在不可避免的影響入網電流質量。</p><p><b>　　3. LCL濾波器</b></p><p>　　LCL濾波器的基本思想是利用加入的電容支路為高頻開關紋波電流提供低阻通路，起到對高頻分量的旁路作用，減少注入電網的紋波電流。</p><p>　　網側電感L2有時可以用電網側電感Ls代替，但是Ls不能太小。帶有輸出升壓變壓

109、器時，可以利用變壓器的漏感，減小、甚至取消L2，以降低成本、損耗和輸出阻抗。</p><p>　　優(yōu)點：抑制開關紋波電流：網側電感L2和電容C分別對開關紋波呈現高阻和低阻，兩者相互配合實現對高頻紋波的并聯(lián)分流，保證了良好的濾波器效果。</p><p>　　抑制開關紋波電壓對電網污染：濾波電容C和逆變橋側電感L1對高頻紋波電壓進行串聯(lián)分壓，由于電容和電感分別對高頻分量呈現低阻抗和高阻抗，紋波